基于L6561的电流准连续模式APFC电源设计

发布时间：2020-07-21 18:23:35 阅读：次来源：帽条厂家

0．引言近20年以来，国内高频开关电源在个人计算机、电视机等设备上得到了广泛应用。由于开关电源的重量、体积及能耗等方面都比线性电源显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它的应用得到了推广。随着对大量使用开关功率变换器而带来谐波危害认识的日益深入，对开关电源的要求也在不断的提高，要求其效率高、功率因数高、功率密度高、可靠性高等。针对上述问题，AC/DC开关电源的功率因数校正（PFC）问题正成为功率电子学领域的研究热点之一。因此，传统的开关电源上加上PFC功能，是以后开关电源发展的趋势和要求。1. 电感电流准连续模式APFC电源工作原理分析 APFC电源既要保持输出电压恒定，又要控制输入电流为正弦波，以获得高的功率因数，为了能方便地控制输入电流，APFC电源常采用boost电路。 L6561为一电流准连续模式（TM模式）的APFC控制芯片，即电感电流处于连续模式与断续模式的临界点。其工作原理如下：首先控制芯片生成一电感电流的参考信号，每一开关周期开始时MOS管导通，电感电流线性增加，然后将电感电流的检测信号与参考信号相比，当电感电流检测值等于电感电流参考值时，MOS管关断，电感电流减少，当电感电流降为零时，MOS管再导通，如此周而复始。电感电流的参考信号由系统输出电压检测值与给定值相减，再经由PI调节器，然后将PI调节器的输出与整流桥后端的boost电路输入电压波形相乘得到。由于电感电流参考信号由电压反馈环决定，故为保持系统稳定且获得高的功率因数，电压反馈环的带宽不宜太宽。图1 给出了一个线周期内电感电流与电感电流参考信号的仿真波形图。电感电流实际为三角波，其包络为电感电流参考信号，由于电感电流参考信号为电压误差放大器的输出与整流后的boost电路输入电压波形的乘积，且当系统稳定工作时，误差放大器的输出基本恒定，故电感电流的包络基本为正弦波。设电感电流的包络为：，根据三角形面积公式，可得电感电流平均值，即电感电流的平均值为正弦波。由于并连于整流桥后端的滤波电路将电感电流的高频部分滤掉，故系统的输入电流为正弦波，且相位与电源电压一致，系统功率因数接近1。采用Matlab对系统进行数字仿真分析。图1给出了输入220VAC、输出400VDC、boost电感500mL、输出电容、负载系统稳定工作时电感电流及其参考信号的仿真波形。由图可知，当系统稳定工作时电感电流的包络基本为正弦波，与上述分析相一致。图1 电感电流及其参考信号的仿真波形图2 图1仿真波形的局部放大2． L6561芯片结构与工作原理简介 L6561是ST公司生产的有源功率因数校正专用芯片。能方便的构成宽电压输入（AC85V—265V），低谐波含量的APFC电源；能直接驱动MOS管，且集成了各种保护功能；由于集成度很高，它大大减少了构成系统所需的元器件，降低了损耗，提高了效率。图3给出了L6561的内部原理图。8号引脚为芯片的电源输入端，芯片的正常工作电压范围为11V—18V，芯片内部有一20V的稳压管并连于该引脚与地之间，为防止芯片供电电压过高而将芯片内部稳压管击穿，可在该引脚与外部供电电源间串接一限流电阻；7号引脚为芯片的驱动信号输出引脚，该引脚内部采用了图腾柱结构，具有最大400mA的驱动能力，能直接驱动MOS管；6号引脚为芯片的参考地，该引脚应和主电路的地连在一起；5号引脚为芯片的过零检测引脚，用于确定何时导通MOS管。该引脚检测电感电流过零时产生的电压振荡，有效触发信号为一下降沿；4号引脚为MOS管电流采样引脚，芯片将该引脚检测到的信号与芯片内部产生的电感电流参考信号相比较，用以确定何时关断MOS管；3号引脚为芯片内部乘法器的一个输入端，该引脚与boost电路输入电压相连，确定输入电压的波形与相位，用以生成芯片内部的电感电流参考信号；2号引脚为内部乘法器的另一个输入端，同时为电压误差放大器的输出端，当系统稳定工作时，该点的电压应恒定；1号引脚为系统反馈电压的输入端，该引脚与内部运算放大器的负相输入端相连，同时通过一电阻分压网络与输出电压相连，从而构成负反馈；1号引脚和2号引脚之间应接一补偿网络，该网络一方面构成电压环的PI调节器，另一方面用以补偿系统的动静态性能。图3 L6561的内部原理图图4 基于L6561的APFC电源的实际电路图3. 系统构成及其原理图4给出了由L6561构成的APFC电源的实际电路图。图中输入交流电经整流桥整流后变换为直流电，作为boost电路的输入；电容C1用以滤除电感电流中的高频部分，降低输入电流的谐波含量；电阻R9和R10构成电阻分压网络，用以确定输入电压的波形与相位，电容C7与电阻R9构成一RC滤波器，用以除去3号引脚的高频干扰信号；boost电感有一副边绕组，该绕组一方面通过电阻R1将电感电流过零信号传递到芯片的5号引脚，另一方面作为芯片正常工作时的电源；芯片驱动信号通过电阻R5连到MOS管的门极，R5用以防止MOS管的驱动信号振荡；电阻R6作为电感电流检测电阻，用以采样电感电流的上升沿（MOS管电流），该电阻一端接于系统地，另一端同时接在MOS管的源极和芯片的4号引脚；电阻R7和R8构成电阻分压网络，形成输出电压的负反馈回路；电容C3连接于芯片1、2号引脚之间，用于形成电压环的补偿网络；电阻R2，R3，电容C2，C6，二极管D3，稳压管D2和boost电感的副边共同构成了芯片电源，其中，电阻R3连接于电容C1和芯片8号引脚之间，在系统通电时提供芯片的启动电压。4．系统设计以下以L6561芯片为基础，详细介绍APFC电源的设计过程。系统设计基于以下参数：①输入电压：85VAC—265VAC；②最大输出功率：250W；③输出电压：直流400V±3%。4.1主电路设计1) 熔丝管：由系统最大输入电流，故可选用6A/250V的熔丝管。2) 整流桥：整流桥的设计由两个参数决定，一是系统的最大输入电流，一是系统最大输入电压，据此整流桥可由6A500V的普通二极管构成。3) 电感T：设系统输入电压为，系统输入功率为，系统输出电压为U。（忽略输出电压的脉动），电感量为L，则系统的输入电流为，控制电路所生成的参考电流为。所以MOS管导通时间为：（1）MOS管关断时间为：（2）MOS管的开关频率为：（3）图5给出了一个线周期内MOS管的开关频率与MOS管关断时间波形，图中：由图5与式（3）可知， MOS管开关频率的最大值为， MOS管开关频率的最小值为图5 MOS管的开关频率与关断时间波形根据以上的分析，当电感L过小时，MOS管的最大开关频率将增加，导致MOS损耗增加，损坏MOS管；当电感L过大时，一方面电感自身的体积将相应增大，另一方面将导致系统性能下降（低次谐波含量将增加）；故电感量的选择应综合考虑，由于芯片要求最小MOS管开关频率不小于15kHz，今选电感量为500uH，此时MOS管工作频率在16kHz—220kHz之间。4) 原、副边匝比：电感原、副边匝比不宜过大，即；式中，U。为系统输出电压，Uis 为boost输入电压的峰值，Ug 为芯片所认同的高电平的最小值。在此取k=9。5) 电容C：根据经验，输出电容C的选取为0.3 ~0.4uF/W,而其两端电压为系统输出电压，故可选用450V150uF的电解电容。6) 二极管D：二极管D应为快恢复二极管，流过二极管的平均电流为，最大峰值电流为，故可选用BYV26E，其阻断电压为1000V，最大平均电流为1A，最大可重复冲击电流为10A。7) 电容C1 ：根据经验，该电容可选用1uF/400V的CBB电容。8) MOS管： MOS管的最大阻断电压由输出电压U。加上适当的裕量来决定，而其最大允许电流为系统的输入电流，故可选取IRFP450作为开关管。4.2控制电路设计1) INV引脚：该引脚为电压误差放大器的反相输入端和输出电压过压保护输入端。相关的电阻分压网络参数可由下式决定：式中为系统输出电压，为系统允许的最大过电压。2）COMP引脚：该引脚同时为电压误差放大器的输出端和芯片内部乘法器的一个输入端。反馈补偿网络接在该引脚与引脚INV之间，根据经验，补偿电容可选。3） MULT引脚：该引脚为芯片内部乘法器的另一输入端。分压电阻R9、R10由下式选取：；为的最大峰值，为系统输入电压的最大有效值。电容C7可由来确定。4） CS引脚： CS引脚为芯片内部PWM比较器的反相输入端，该引脚通过电阻R6来检测MOS管电流。根据芯片资料，可选择电阻R6的阻值。5） ZCD引脚： ZCD引脚为电感电流过零检测端，该引脚通过一限流电阻接于boost电感的副边绕组。R1的选取应保证流入ZCD引脚的电流不超过3mA。6） GND引脚：该引脚为芯片地，芯片所有信号都以该引脚为参考，该引脚直接与主电路地相连。7) GD引脚： GD引脚为MOS管的驱动信号输出引脚。为避免MOS管驱动信号震荡，一般在GD引脚与MOS管的栅极之间连接一十几欧姆到几十欧姆电阻，该电阻的大小由实际电路决定。8） Vcc引脚：Vcc引脚为芯片电源。该引脚同时连接于启动电路和电源电路。稳压管D2选用18V稳压管；电容C2选用几十uF的电解电容；二极管D3应选用快恢复二极管，如1N4148；电阻R3选用几百千欧的电阻；电容C6可用几十nF的瓷片电容；电阻R2为几百欧姆。5. 试验波形及其分析图7给出了由L6561构成的boost校正器的输入电流和输出电压实验波形，图7给出的实验波形的实验条件为：输入电压为调压器提供的220.4V交流电压；负载由两个150W/220V的白炽灯串联组成。由图可看出输入电流基本为正弦波，输出电压的直流分量基本为400V，其脉动频率为两倍的线频率。图6给出了boost校正器MULT和CS引脚电压的实验波形。由图可以看出流过MOS管的电流的包络波形与MULT引脚的电压波形相吻合；然而MULT引脚的电压并不为正弦波，而是有一定的畸变，特别是当boost输入电压过零时，这是由滤波电容C1和C7引起的，适当减小这两个电容可减小其畸变，然而会导致更大的高频谐波。CS引脚电压波形中的毛刺是由开关管的通断产生的电流毛刺引起的。图6还给出了boost校正器COMP引脚电压实验波形。由图可看出在线周期内该电压保持恒定。图6MULT 、CS、COMP引脚电压实验波形图7APFC电源输入电流和输出电压实验波形6．结束语本文在分析电感电流准连续模式的有源功率因数预校正电路原理的基础上，针对传统AC/DC变换器电流谐波高、网络功率因数低等缺点，采用控制芯片L6561制作了一台宽电压输入（85VAC—265VAC）、输出功率为250W的APFC电源，实验结果表明该电源系统的功率因数提高到0.98以上，总谐波含量低于5%。参考文献[1] 张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计[M]. 北京:电子工业出版社，1998.[2] 朱祖清，林国庆. 基于临界电流模式的APFC电路分析与设计[J]. 机床电器 ,2003.[3] Claudi Adragna. DESIGN EQUATIONS OF HIGH POWER FACTOR FLYBACK CONVERTERS BASED ON THE L6561, AN1059 APPLICATION NOTE.

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